固态变压器（SST）高频DC/DC级中基于半桥SiC模块的LLC变换器控制策略

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1. 引言：固态变压器与第三代半导体技术的融合演进

在现代电力电子系统的宏伟蓝图 specific to smart grids and traction systems，固态变压器（Solid State Transformer, SST）正逐渐取代传统的工频变压器（Line Frequency Transformer, LFT）。SST不仅承担着电压等级变换的基本职能，更被赋予了潮流控制、电能质量调节、以及交直流混合接口等高级功能。在SST的三级架构（AC/DC整流级、DC/DC隔离级、DC/AC逆变级）中，高频隔离DC/DC级是核心枢纽，其性能直接决定了整个系统的效率、功率密度和可靠性。

随着以碳化硅（SiC）为代表的宽禁带（WBG）半导体器件的成熟，SST的设计范式发生了根本性的转变。相比于传统的硅基IGBT器件，SiC MOSFET凭借其高耐压、低导通电阻、极快的开关速度以及优异的高温特性，使得DC/DC变换器的工作频率从几十千赫兹跃升至数百千赫兹甚至兆赫兹级别。这种频率的提升极大地减小了磁性元件和无源元件的体积，是实现SST高功率密度的关键。

然而，SiC器件的高频化应用也给控制策略带来了前所未有的挑战。极高的dv/dt和di/dt使得寄生参数的影响被显著放大，传统的控制方法在面对宽电压范围调节、快速负载瞬变以及电磁干扰（EMI）抑制时显得捉襟见肘。特别是在采用半桥SiC功率模块（如BASiC Semiconductor的BMF系列）构建的LLC谐振变换器中，如何充分挖掘器件的性能潜力，同时规避寄生电感导致的振荡和误导通，成为了控制策略研究的核心议题。

倾佳电子杨茜将立足于SST的应用背景，结合具体的半桥SiC模块参数，对高频LLC变换器的控制策略进行深度剖析。我们将探讨从稳态的混合调制策略到动态的轨迹控制，再到同步整流的自适应算法，旨在构建一套适应SiC时代SST需求的完备控制理论体系。

2. SST中高频DC/DC级的挑战与SiC模块特性分析

2.1 固态变压器DC/DC隔离级的运行工况与需求

在SST应用中，特别是面向配电网或轨道交通的输入串联输出并联（ISOP）架构中，DC/DC级面临着极端复杂的运行工况。首先是宽电压增益范围的需求。SST的前级AC/DC整流器通常需要应对电网电压的波动（如+10%/-20%），这意味着中间直流母线电压会在较大范围内变化。LLC变换器必须在整个电压范围内保持输出电压的稳定，这对谐振槽路的设计和增益调节能力提出了严苛要求。

其次是高频纹波抑制。前级整流会在直流母线上引入两倍工频（100Hz或120Hz）的电压纹波。如果DC/DC级不能有效地抑制这一低频纹波，它将直接传导至低压侧，影响负载电能质量 。传统的做法是增大母线电容，但这违背了SST高功率密度的设计初衷。因此，必须依靠DC/DC级的高带宽控制能力来主动抑制纹波。

最后是全负载范围的软开关。为了最大化效率并解决散热问题，LLC变换器必须在从轻载到满载的全范围内实现原边开关管的零电压开通（ZVS）和副边整流管的零电流关断（ZCS）。SiC器件虽然降低了开关损耗，但硬开关（Hard Switching）仍然会导致严重的EMI问题和额外的热应力。

2.2 半桥SiC模块的关键电气特性及其控制意义

为了深入分析控制策略，必须首先量化硬件对象的特性。以基本半导体（BASiC Semiconductor）的BMF系列半桥SiC MOSFET模块为例，其电气参数为控制算法的设计提供了物理边界和优化空间。

2.2.1 极低的寄生电感与开关速度

根据数据手册，BMF系列模块（如BMF60R12RB3和BMF240R12KHB3）采用了低电感封装设计，其杂散电感（Stray Inductance, Lσ​）通常在30nH至40nH之间 。虽然这一数值相比传统IGBT模块已有显著降低，但在SiC MOSFET极快的开关速度下（开通延迟td(on)​约40ns，关断延迟td(off)​约70-100ns 3），微小的电感仍会产生巨大的感生电压。

假设开关过程中电流变化率di/dt达到3000 A/μs（即3 A/ns），则30nH的杂散电感将产生约90V的电压尖峰（V=L⋅di/dt）。

Vspike​=30×10−9H×3×109A/s=90V

这一电压尖峰不仅增加了器件的电压应力，更严重的是，它会干扰控制信号，特别是在副边同步整流（SR）的VDS​检测电路中造成误判。因此，控制策略必须包含对寄生电感效应的补偿机制，或者采用对寄生参数不敏感的控制算法。

2.2.2 输出电容（Coss​）的非线性与ZVS死区设定

SiC MOSFET的输出电容Coss​呈现出强烈的非线性，随电压升高而急剧减小。例如，BMF240R12E2G3模块在800V时的Coss​约为0.9nF，存储能量Eoss​约为227 μJ 。

在LLC变换器的死区时间内，励磁电流（ILm​）必须抽走Coss​中存储的电荷以实现ZVS。传统的基于固定Coss​值的死区计算方法在SiC应用中不再适用。如果死区时间过短，电荷未泄放完毕即开通，将导致容性开通损耗（0.5CV）和巨大的电流冲击；如果死区过长，体二极管将长时间导通，尽管SiC体二极管反向恢复特性较好，但其较高的导通压降（VSD​可达3-5V ）会带来显著的导通损耗。

因此，基于能量等效电容的自适应死区控制是发挥SiC模块性能的关键。控制算法需根据当前的母线电压和负载电流，实时计算最优死区时间：

tdead​≈ILm,peak​2⋅Qoss​(Vin​)​

其中Qoss​是Vin​下的总输出电荷。由于ILm​随频率变化，死区时间必须是动态可调的。

2.2.3 “零反向恢复”特性与可靠性裕度

BMF系列模块集成了SiC肖特基势垒二极管（SBD）或利用SiC MOSFET体二极管的优异特性，实现了极低甚至“零”反向恢复电荷（Qrr​）。例如，BMF60R12RB3的Qrr​仅为0.2 μC ，这比同规格Si器件低1-2个数量级。

这一特性对控制策略的稳健性设计具有重大意义。在传统的LLC控制中，必须严格防止进入容性工作区（ZCS区），因为Si MOSFET体二极管的反向恢复可能导致直通炸管。而对于SiC模块，即使在瞬态过程中短暂进入容性区，由于Qrr​极低，也不会发生灾难性的故障。这赋予了控制器更大的自由度，允许在负载突变等极端工况下采用更激进的轨迹控制算法，而无需设置过于保守的频率限制，从而提升了系统的动态响应速度 。

3. 宽电压范围下的混合调制控制策略

SST应用中，输入电压波动和宽范围输出调节是常态。传统的脉冲频率调制（PFM）在宽范围应用中面临增益非线性严重、频率变化范围过大等问题。为了在全范围内保持高效率并充分利用SiC模块的特性，混合调制策略成为必然选择。

3.1 PFM与移相调制（PSM）的混合控制

传统LLC采用PFM控制，通过改变开关频率fsw​来调节增益。当输入电压升高或负载变轻时，需要提高fsw​来降低增益。然而，对于SiC器件，虽然其开关损耗较低，但极高的频率（如>500kHz）仍会带来显著的驱动损耗（Pdrv​=Qg​⋅Vgs​⋅fsw​）和磁芯损耗。以BMF540R12MZA3模块为例，其总栅极电荷Qg​高达1320 nC ，在500kHz下仅驱动损耗就可能超过10W，这对驱动电路的热设计是巨大挑战。

因此，引入移相调制（PSM）构建PFM-PSM混合控制策略是解决宽范围与高效率矛盾的有效途径 。

3.1.1 混合控制的工作模态划分

该策略将工作区域划分为两个主要模式：

PFM主导模式（重载/低压输入）：

工况： 当需要高电压增益时（例如电网电压跌落或满载输出）。

控制逻辑： 变换器工作在谐振频率fr​附近，原边全桥保持180°固定相位差（即最大占空比）。此时利用LLC的高增益特性，且原边开关管自然实现ZVS。

优势： 电流波形接近正弦，循环能量小，传导损耗最低。

PSM介入模式（轻载/高压输入）：

工况： 当需要低电压增益时（例如电网电压升高或轻载切除）。

控制逻辑： 限制最高开关频率fmax​（例如锁定在1.5fr​或200kHz），转而调节原边全桥两个桥臂之间的移相角ϕ。通过减小ϕ，降低施加在谐振槽路上的基波电压有效值，从而降低增益。

优势： 避免了频率过高导致的驱动和磁损耗剧增。

SiC适配性分析： 在深度移相（小ϕ）和轻载条件下，原边关断电流可能不足以抽取Coss​中的电荷，导致ZVS丢失。然而，由于SiC模块Coss​储能相对较小（如BMF60R12RB3仅65 μJ），且体二极管恢复特性优异，即使在PSM模式下出现硬开关，损耗和风险也是可控的。控制算法可以根据Vin​和Iload​实时计算最小移相角限制，以维持软开关边界 。

3.2 变拓扑（Topology Morphing）控制策略

对于电压范围极宽的应用（如SST兼容不同电压等级的直流微网），单纯的PFM+PSM可能仍不足够。变拓扑控制提供了一种更为彻底的解决方案。

3.2.1 全桥与半桥模式的动态切换

SiC模块通常封装为半桥结构，SST的原边通常由两个半桥模块构成全桥。控制策略可以根据输入电压的高低，动态地将原边电路在“全桥（Full Bridge）”和“半桥（Half Bridge）”之间切换。

全桥模式： 适用于低输入电压。谐振腔输入电压幅值为Vin​。

半桥模式： 适用于高输入电压。通过恒定导通一个桥臂的下管，仅切换另一个桥臂，谐振腔输入电压幅值降为Vin​/2。这相当于瞬间将增益减半，极大地扩展了电压调节范围。

3.2.2 模式切换过程的平滑控制

模式切换（Morphing）过程中的瞬态控制是难点。如果直接切换，谐振腔内的能量状态（电感电流iLr​和电容电压vCr​）突变会产生巨大的电流冲击。

基于SiC模块的高速响应特性，可以采用最优轨迹过渡控制。在切换时刻，控制器根据当前状态点(vCr​,iLr​)和目标模式的稳态轨迹，计算出一个过渡脉冲宽度，强制状态变量在一个开关周期内跃迁到新的稳态轨道上。这种方法依赖于SiC器件极短的开关延迟（数十纳秒级），使得纳秒级的脉宽精确控制成为可能。

4. 提升动态响应的轨迹控制技术

SST不仅要稳压，还要具备极快的动态响应能力以应对负载突变和电网扰动。传统的PI控制带宽受限于谐振变换器的复杂极点特性，往往难以满足需求。简化最优轨迹控制（Simplified Optimal Trajectory Control, SOTC） 是解决这一问题的利器 。

4.1 状态平面分析与SOTC原理

LLC变换器的运行状态可以用状态平面上的轨迹来描述，横轴为归一化谐振电流iN​，纵轴为归一化谐振电容电压vCN​。稳态运行时，轨迹是由不同圆心组成的闭合环。

当负载突变时（例如从轻载跳变到满载），状态轨迹会偏离稳态环。传统闭环控制需要多个周期才能通过频率调整将轨迹拉回。而SOTC利用SiC器件的快速性，在检测到负载变化的瞬间，通过计算直接调整下一个驱动脉冲的宽度（Ton​），迫使状态变量一步跳变到新的稳态轨迹上。

4.2 针对SiC模块特性的SOTC实施细节

高频数字实现： 由于SiC LLC通常工作在200kHz-500kHz，开关周期仅为2-5μs。这要求控制器（如DSP或FPGA）具备极高的运算速度。为了降低计算负担，可以将复杂的轨迹方程离线计算并存储为查找表（Look-up Table），控制器根据实时采样的Vin​,Vo​,Io​查表得到最优Ton​。

电流采样带宽： SOTC依赖于谐振电流的实时采样。SiC模块的低电感设计使得电流波形更加陡峭，但也伴随着高频振铃。控制电路必须包含高带宽、低延迟的电流采样电路，并配合数字滤波器滤除Lσ​引起的振荡噪声，以免误判状态点。

非线性参数补偿： SOTC理论模型通常基于理想谐振参数。然而，SiC模块的Coss​参与谐振，且随电压变化。在高压输入下，Coss​较小，谐振频率略有漂移。高级的SOTC算法应引入Coss​(v)的补偿因子，修正轨迹圆心的位置，提高控制精度。

4.3 线性自抗扰控制（LADRC）的应用

除了SOTC，线性自抗扰控制（LADRC） 也是提升SST抗扰动能力的有效策略 。LADRC将输入电压波动、参数漂移（如SiC MOSFET随温度升高的RDS(on)​变化）视为“总扰动”，利用扩张状态观测器（ESO）进行实时估计和补偿。

对于半桥SiC模块应用，LADRC的优势在于其对模型参数的不敏感性。BASiC BMF240R12E2G3模块的导通电阻从25°C时的5.5mΩ增加到175°C时的10mΩ ，这种近乎翻倍的内阻变化会严重影响传统PI控制器的增益裕度。LADRC能够自动观测并补偿这种由热效应引起的“内部扰动”，确保在全温度范围内的控制性能一致性。

5. 高频SiC LLC的同步整流（SR）控制策略

在SST的低压大电流输出侧，同步整流是提升效率的关键。然而，SiC MOSFET的高频应用使得SR控制变得异常困难。

5.1 杂散电感对SR控制的干扰机理

传统SR控制通过检测VDS​来判断体二极管的导通与关断。理想情况下，当电流过零时VDS​=0。但在高频下，封装杂散电感Lσ​上的感应电压不可忽略：

VDS(sense)​=RDS(on)​⋅i(t)+Lσ​⋅dtdi​

在关断阶段，电流下降，di/dt<0，感应电压Lσ​⋅di/dt与电阻压降方向相反。这会导致检测到的电压VDS(sense)​提前过零（在电流尚未降为零时），从而触发SR提前关断。

以BMF60R12RB3模块为例，Lσ​≈40nH。假设关断时刻电流斜率为 10 A/μs，则产生的负向偏移电压为：

Voffset​=40×10−9×107=0.4V

这0.4V的偏差足以导致SR提前数微秒关断，迫使电流流过体二极管，产生巨大的导通损耗和反向恢复损耗。

5.2 数字自适应SR控制与杂散电感补偿

为了克服这一问题，必须采用数字自适应SR控制策略，并结合对SiC模块特性的补偿 。

自适应步进调整： 控制器不直接依赖VDS​过零点进行实时关断，而是根据上一周期的导通时间进行微调。如果在SR关断后检测到体二极管导通（VDS​跌落至-3V左右，SiC体二极管压降大），说明关断过早，下一周期增加SR导通时间；如果检测到电流反灌（VDS​正向过冲），说明关断过晚，下一周期减小导通时间。

模型辅助补偿： 利用已知电路参数（谐振电感Lr​、电容Cr​、开关频率fsw​）建立解析模型，预测电流过零点。

tcond​≈2fr​1​(atresonance)

结合 BASiC 模块的 Lσ​ 数据（如 40nH），可以在算法中引入一个固定的时间补偿量 tcomp​=Lσ​/RDS(on)​ 的等效修正因子，或者在硬件端采用开尔文（Kelvin）源极连接来旁路掉部分公共源极电感的影响（虽然BMF系列主要是大功率模块，但在PCB布局时应尽量模拟开尔文连接）。

5.3 基于SiC特性的保护逻辑

由于SiC MOSFET的体二极管压降（VSD​）显著高于Si器件（BASiC模块典型值为3-5V），任何SR控制的死区时间或提前关断都会导致比Si器件更严重的导通损耗。因此，SR控制策略应倾向于略微延迟关断而非提前关断。得益于SiC模块的“零反向恢复”特性，即使SR稍微晚关断导致瞬间反向电流，也不会像Si器件那样引发严重的反向恢复电流尖峰。这种特性允许控制算法在寻优过程中更加大胆地逼近理想过零点，从而最大化效率。

6. 输入串联输出并联（ISOP）系统的均压与均流控制

对于中压输入的SST，通常采用模块化设计。多个LLC模块在输入侧串联分压，在输出侧并联扩流。

6.1 输入均压控制策略

由于SiC模块参数（如漏电流、绝缘电阻）和变压器参数的离散性，串联模块的输入电压可能不均衡。控制策略需包含输入电压均衡环（IVB）。

解耦控制： 所有模块共享一个公共的电压/频率指令（由输出电压环生成）。每个模块附加一个独立的电压平衡控制器，其输出叠加在公共指令上。

增益微调： 如果某模块输入电压过高，均衡控制器应微调该模块的增益（提高增益），使其输出更多功率，从而从输入电容抽取更多电流，降低其电压。

SiC模块一致性的优势： BASiC的Pcore™2等模块采用先进的并联芯片技术和严格的筛选 ，具有较好的一致性，这减轻了均压控制器的负担，允许采用较小的平衡调节幅度，提高了系统的整体稳定性。

6.2 载波移相交错控制

为了进一步降低输入输出侧的纹波，ISOP系统中的LLC模块通常采用载波移相（Interleaving）控制。例如，3个模块的三角载波互差120°。这对控制器提出了高精度的同步要求。SiC模块的高速开关特性要求同步精度达到纳秒级，否则相位误差会转化为显著的纹波噪声。采用基于FPGA的集中式控制器或基于ethercat/光纤的高速分布式控制架构是实现SST中SiC模块精确同步的必要手段。

7. 结论与展望

将半桥SiC模块应用于SST的高频DC/DC级，是实现电网装备小型化、高效化的必由之路。BASiC BMF系列模块的低电感、低损耗和无反向恢复特性为这一应用提供了坚实的硬件基础。然而，要完全释放这些硬件潜力，控制策略必须进行相应的革新：

从单一PFM走向混合调制： 结合PFM与PSM，甚至采用变拓扑控制，以应对SST宽电压范围的挑战，避免SiC器件工作在极端频率下。

引入状态轨迹控制： 利用SOTC或LADRC等先进算法，克服LLC的非线性动态特性，提升对电网扰动的抑制能力。

精细化的SR与死区管理： 基于SiC器件的Coss​非线性和寄生电感特性，实施自适应死区和SR时序控制，消除体二极管导通损耗并防止误触发。

综上所述，SST中LLC变换器的控制不再是简单的频率调节，而是融合了器件物理特性、拓扑重构和现代控制理论的综合系统工程。随着控制芯片算力的提升和SiC模块封装技术的进步，未来的控制策略将更加智能化、集成化，推动固态变压器在智能电网中的广泛应用。

附表：主要数据汇总

参数	BMF60R12RB3 (60A)	BMF240R12E2G3 (240A)	控制策略影响分析
输出电容 Coss​	157 pF	0.9 nF	决定ZVS所需的最小励磁电流和自适应死区时间。
存储能量 Eoss​	65.3 μJ	227 μJ	必须在死区时间内被完全泄放，否则产生硬开关损耗。
杂散电感 Lσ​	40 nH	< 20 nH (估计)	导致SR检测电压偏移，需算法补偿；产生电压尖峰。
反向恢复 Qrr​	0.2 μC	"Zero" (SBD集成)	允许在瞬态下偶尔进入容性区，简化保护逻辑。
栅极电荷 Qg​	168 nC	492 nC	限制最高开关频率，影响驱动功率预算。

审核编辑 黄宇